Читаем Частотный синтез на основе ФАПЧ. Обзор методов синтеза онлайн бесплатно

© Виталий Иванович Козлов, 2022

ISBN 978-5-0056-2904-3

Создано в интеллектуальной издательской системе Ridero

Синтезатор частоты является необходимым блоком современных телекоммуникационных и измерительных систем и в значительной мере определяет их основные характеристики. Чтобы обеспечить высокое качество связи и измерений, сам синтезатор должен удовлетворять высоким требованиям, наиболее важными из которых являются спектральная чистота генерируемого сигнала, скорость переключения частоты и частотное разрешение (шаг сетки частот). Также важны, особенно для мобильных систем, малое потребление электроэнергии, малые размеры и вес, низкая стоимость. Поэтому главной задачей для разработчиков таких систем является поиск путей для максимально возможного выполнения этих требований.

Существует множество фундаментальных публикаций, например [1÷17], в которых рассматриваются как теоретические основы частотного синтеза, так и вопросы практического построения таких систем. Не умаляя заслуг авторов этих работ и не подвергая сомнению важность изложенного ими материала, его несомненную полезность для разработчиков аппаратуры данного класса, следует, тем не менее, признать, что в этих работах отсутствует систематизированный анализ совершенствования систем частотного синтеза с течением времени. Это путь от простейшей структуры однопетлевого синтезатора с делителем частоты с целочисленным переменным коэффициентом деления (ДПКД), через трансформацию последнего в делитель частоты с переменным дробным коэффициентом деления (ДДПКД) и с компенсацией помех дробности, через усложнённые многопетлевые схемы и – снова к однопетлевым схемам, но уже на более высоком уровне: с расщеплением фаз и с использованием дельта-сигма модуляции. В данной монографии предпринята попытка восполнить этот пробел, причём основное внимание обращено к системам синтеза на основе фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) как наиболее перспективному направлению, получившему самое широкое применение в синтезаторах телекоммуникационной и измерительной аппаратуры.

Данный материал может оказаться интересным и полезным как для разработчиков радиоаппаратуры, так и для студентов соответствующих специальностей.

Одной из наиболее важных задач при построении синтезатора частоты является одновременное обеспечение достаточно высоких характеристик как спектральной чистоты сигнала, так и его быстродействия. Для этого прибегают к сложным структурам, дорогим и со значительным потреблением электроэнергии. Но всегда существовало стремление сделать это как можно проще, например, в однопетлевой системе ФАПЧ или в прямом цифровом синтезаторе (DDS).

В данной работе рассмотрены как ранние, не очень удачные попытки в этом направлении, так и более поздние и более успешные технические решения. Рассмотрение начинается с простейшей, однопетлевой структуры с делителем частоты с целочисленным переменным коэффициентом деления [18, 19], обладающей существенными недостатками, из-за чего область её возможного применения как самостоятельного устройства весьма ограничена. Тем не менее, есть интересные идеи, как получить сравнительно неплохие результаты при использовании нескольких несложных петель ФАПЧ на основе ДПКД.

Мощный стимул к улучшению характеристик однопетлевых синтезаторов частоты был сделан Лопозером, предложившим использовать в петле ФАПЧ делитель частоты с дробным переменным коэффициентом деления [20], после чего последовал ряд работ с анализом возможностей такой структуры, например [21; 22]. Это позволило значительно поднять частоту сравнения в синтезаторе, сохраняя высокую разрешающую способность по частоте, расширить полосу пропускания петли, то есть повысить скорость переключения частоты. Но при этом потребовались технические решения по компенсации помех дробности, создаваемых ДДПКД. Примеры таких решений будут приведены ниже в соответствующих разделах.

Суть компенсации заключается в формировании корректирующего сигнала такой же формы и величины, как и помеха дробности в цепи управления генератора, управляемого напряжением (ГУН), но противоположной фазы. В сумме с помехой этот корректирующий сигнал дает лишь постоянную составляющую, и таким образом помеха дробности исключается, то есть компенсируется введенным сигналом. Однако порою трудно и часто просто невозможно поддерживать амплитуду и форму компенсирующего сигнала с требуемой точностью в широком диапазоне частот синтезатора, а также получить достаточно точное его аналоговое суммирование с помехой, чтобы обеспечить необходимую спектральную чистоту синтезируемого сигнала. Поэтому, чтобы достичь приемлемого малого остаточного уровня помех дробности, приходится опять-таки строить многопетлевые системы.

Другой метод компенсации помех дробности заключается в использовании дельта-сигма модуляции, и об этом будет позже, в разделе 5.

Здесь важно отметить, что упомянутые основные характеристики однопетлевого синтезатора зависят от способа фазового сравнения опорного и подстраиваемого сигналов. Требуется ли при этом приводить их частоты к равенству и если так, то каким образом это достигается, или же имеются иные способы фазового детектирования непосредственно на неравных частотах. Поэтому при рассмотрении синтезаторов на базе ФАПЧ особое внимание будет уделено именно возможным вариантам построения фазовых детекторов (ФД).

Приведенный ниже анализ различных новшеств в области частотного синтеза завершается рассмотрением новой структуры однопетлевого синтезатора, воплощение которой в интегральной микросхеме позволит достичь исключительно высоких характеристик спектральной чистоты и быстродействия.

Материал излагается в максимально доступной форме, без излишней математизации, наглядно иллюстрирован рисунками схем и диаграммами для пояснения их работы, что может способствовать улучшению его восприятия широким кругом читателей.

1. Схемы с целочисленным переменным коэффициентом деления

Впервые однопетлевой синтезатор частоты с ДПКД был запатентован, практически одновременно, американцами Юнгом и Вудвардом [18; 19]. Правда, схемы, приведенные в описаниях изобретений, довольно своеобразны, они изображены на элементах тогдашнего технологического уровня, не используемых теперь, но, тем не менее, идея такого технического решения вполне понятна и может быть иллюстрирована упрощённой схемой, представленной на рисунке 1. По принятой впоследствии терминологии, такая структура называется теперь как Integer-N PLL синтезатор.

Рис.1. Integer-N PLL синтезатор

Синтезатор содержит генератор, управляемый напряжением (ГУН), работающий в требуемом диапазоне частот сигнала. Он охвачен отрицательной обратной связью через ДПКД с управляемым коэффициентом деления N, содержит также фазовый детектор (ФД) и фильтр нижних частот (ФНЧ). После ФНЧ может быть установлен также усилитель постоянного тока для получения необходимого размаха управляющего напряжения. На другой вход фазового детектора подаётся опорный сигнал, частота F_ФД которого равна требуемому шагу сетки частот. В фазовом детекторе формируется сигнал ошибки, который через фильтр нижних частот поступает в цепь управления ГУН, приводя его частоту Fc к равенству

F_C=NF_ФД

Частота F_ФД, используемая для сравнения в фазовом детекторе, может быть получена путём деления в R раз частоты Fr опорного источника. Тогда выражение для частоты Fc на выходе синтезатора может быть записано в виде

F_C=NF_r/R.

В качестве примера положим, что требуется получить сетку частот с шагом 10 кГц в диапазоне частот Fc=700÷800 МГц при использовании опорной частоты Fr, равной Fr=10 МГц. Тогда следует выбрать коэффициент деления R, равным R=1000, чтобы частота сравнения F_ФД оказалась равной F_ФД=10 кГц. Понятно, что поставленная задача будет решена при выборе коэффициента N в диапазоне значений от 70000 до 80000.

Очевидным достоинством рассмотренной схемы является её исключительная простота. Однако имеются и весьма существенные недостатки. Помехи с выхода ФД модулируют ГУН, создавая боковые полосы дискретных помех в спектре сигнала. Для их подавления полоса пропускания ФНЧ должна быть по крайней мере на порядок меньше частоты сравнения F_ФД. Это существенно ограничивает быстродействие синтезатора.

Кроме того, есть и другая проблема со спектральной чистотой сигнала. Выражение для фазового шума на выходе синтезатора в пределах полосы пропускания ФАПЧ можно записать как

G=G_ФД+20lgN

где G_ФД составляет сумму шумов собственно фазового детектора и шумов опорного источника и делителей частоты на N и R, пересчитанные ко входу ФД. Соответственно шумовой спектр сигнала существенно ухудшается при желании получить мелкую сетку, увеличивая коэффициент N. Также при этом, из-за соответствующего сужения полосы пропускания ФАПЧ, слабо подавляются шумы ГУН, что даёт дополнительный вклад в деградацию спектра сигнала.

Названную проблему можно несколько смягчить, сделав коэффициент деления R так же, как и N, управляемым. Это позволяет получать сетку частот с более мелким шагом dF при частоте сравнения такого же порядка, как и в случае постоянства этих коэффициентов. Это можно показать с помощью Табл.1, в которую сведены значения R, F_ФД, N, dF и получаемой при этом частоты Fc.

Таблица 1

Как видно из таблицы, шаг сетки частот dF уменьшается на три порядка, но при этом диапазон возможных значений частоты Fc также сокращается до такой исключительно малой величины как всего лишь 5 кГц. Однако же не исключаются и такие уникальные случаи, в которых описанная идея может найти своё воплощение.

Вместе с тем диапазон частот Fc может быть получен и более широким, если выбирать значения коэффициента R не столь большими, как это показано в Табл.2. Там этот коэффициент уменьшен на порядок, благодаря чему диапазон частот Fc расширен также на порядок, до 50 кГц. Но при этом шаг сетки стал значительно крупнее по сравнению с предыдущим случаем, максимальное его значение стало равным 990 Гц, и всё же он оказался на порядок меньшим, чем в варианте с постоянным значением F_ФД=10 кГц. Кроме того, на порядок возросла частота сравнения в ФД и соответственно уменьшился коэффициент умножения помех, приведенных к его входу, что способствует улучшению как спектральной чистоты, так и быстродействия синтезатора.

Таблица 2

Из приведенных таблиц для случаев управляемого коэффициента N можно видеть насколько прост алгоритм выбора этого коэффициента. Чтобы не было пропусков при перестройке в диапазоне частот, при каждом изменении R на единицу, коэффициент N меняется на 70 единиц. Также можно заметить, что если выбирать только верхние частоты диапазона, то там шаг сетки значительно уменьшается.

В пользу любого из вариантов однопетлевого синтезатора имеется тот факт, что в спектре помех на выходе ФД присутствуют только помехи с частотой сравнения и их гармоники, и нет никаких комбинаций других частот, сопутствующих постоянной составляющей. Это упрощает фильтрацию помех.

Некоторого улучшения разрешения по частоте можно достичь с использованием дробных коэффициентов R и N в расчёте на фильтрацию дробных компонентов в ФАПЧ. Но при этом разрядность дробей не должна быть высокой, чтобы сужение полосы ФАПЧ для их фильтрации не приводило к существенному снижению быстродействия синтезатора.

Для улучшения спектральных характеристик однопетлевого синтезатора можно использовать смеситель частоты (СМ), включенный в цепь обратной связи, как это показано на рисунке 2. На один из входов смесителя подаётся умноженная в М раз опорная частота Fr. Сигнал разностной частоты Fc-MFr отфильтровывается полосовым фильтром (ПФ) и поступает на вход ДПКД с коэффициентом деления N.

Рис.2. Схема со смесителем частоты в петле ФАПЧ

В соответствии с представленной схемой частотное образование выглядит как

.F_C= (N/R+M) F_r.

Если положить, что Fr=10 МГц, R=1000, М=60 и N=10000÷19999, то приведенная формула даёт результат Fc=700÷799,99 МГц, Шаг сетки остаётся прежним, то есть dF=10 кГц. Но в данной схеме на порядок уменьшился коэффициент деления в петле ФАПЧ, а это значит, что во столько же раз снизился коэффициент усиления помех, приведенных ко входу фазового детектора. В этом и состоит главное достоинство схемы. Также важно и то, что ДПКД в этой схеме работает на пониженной частоте, из-за чего он дешевле и меньше потребляет от источника питания. Недостаток такого технического решения состоит в сравнительной сложности схемы и возможности образования на её выходе дополнительных помех комбинационного характера, получающихся в смесителе и проходящих далее по петле в цепь управления частотой ГУН. Поэтому требуется тщательная проработка схемы и конструкции узлов смесителя и умножителя частоты.

Заслуживает внимания структура, предложенная Толлефсоном [23] и показанная на рисунке 3. Это две петли фазовой автоподстройки частоты: ФАПЧ-1 и ФАПЧ-2, связанные друг с другом через смеситель СМ. Каждая из них содержит ГУН, ДПКД, ФД и фильтр нижних частот (ФНЧ), обозначенные номерами соответствующих ФАПЧ. Частоты сравнения FR1 и FR2 у них разные, но получены от одного опорного источника частоты Fr с помощью соответствующих делителей частоты ДЧ-1 и ДЧ-2 с коэффициентами деления NR1 и NR2 соответственно.

Для облегчения понимания как схема работает, на ней приведен числовой пример её параметров. При частоте опорного генератора, равной Fr=990 кГц, частоты сравнения FR1 и FR2 в соответствующих ФАПЧ, получаемые с помощью делителей частоты ДЧ-1 и ДЧ-2 с соответствующими коэффициентами NR1 и NR2, равны FR1=990/99=10 кГц и FR2=990/100=9,9 кГц. При этом на выходе синтезатора обеспечивается шаг сетки частот, равный 100 Гц, то есть равный разнице между частотами сравнения FR1 и FR2. Покажем это на числовом примере.

Рис.3. Схема Толлефсона

Исходя из приведенной структуры синтезатора, частота на его выходе может быть вычислена по формуле

F_C=FR1×N1-FR2×N2